随着电力电子技术以及新型永磁材料的发展，直流电机以其良好的线性特性以及优异的控制性能等特点，在多数变速运动控制和闭环伺服控制系统（如机器人、精密机床、汽车电子、家用电器以及工业过程等）领域中得到了广泛的应用。
目前，直流电机控制数字化已成为主流趋势，而高性能的电机控制算法多数是通过主控芯片实现的，随着高速度、多功能的数字信号处理器（DSP）的出现，使得更复杂的电机控制策略得以实现。本文以TMS320F28335为主控芯片、IRF530为驱动芯片、IR2110为驱动控制芯片对直流电机进行了H桥驱动控制设计，该控制达到了很好的效果，具有较高使用价值。
1、直流电机驱动原理
直流电机的驱动方式很多，现成的驱动芯片有33886、L298N以及TB6539等，这些芯片都是基于H桥原理进行控制的。如果设计一些大功率的驱动，只能用分立元件自行搭接H桥驱动。H桥驱动电路能方便地实现电机的4象限运行，其原理拓扑结构如图1所示。组成H桥驱动电路的4只开关管工作在开关状态，K1、K4为一组，K2、K3为一组，两组开关管工作状态互补。当K1、K4导通且K2、K3截止时，电机两端加正向电压实现电机的正转；当K2、K3导通且K1、K4截止时，电机两端加反向电压实现电机的反转。实际控制中，电机可以在4个象限之间切换运行。电路中的4个二极管D1~D4为续流二极管，用来保护开关元件。
2、硬件电路设计
硬件电路设计的整体思路是：用PWM波控制图1中开关K1、K4以及K2、K3通断的方式来控制电机的正反转，通过改变PWM波的占空比使电机得到不同的电压，从而控制电机的速度。
2.1、开关元件的选择
开关元件可选择双极型晶体管或场效应管，由于功率场效应管是电压控制型元件，具有输入阻抗大、开关速度快、无二次击穿等特点，能满足高速开关动作的需求。本文设计中4个开关均选用IR公司的N沟道增强型功率MOSFET管IRF530，其漏极电流为14A，并可以承受49A的单脉冲电流，最大电压100V，其导通电阻不大于0.16Ω，满足驱动要求。
2.2、MOSFET栅极驱动器件的选择
IR公司提供了多种桥式驱动集成电路芯片，典型产品为IR2110。该芯片是一种双通道、栅极驱动、高压高速功率器件的单片式集成驱动模块，由于芯片中采用了高度集成的电平转换技术，大大简化了功率器件对逻辑电路的控制要求，同时提高了驱动电路的可靠性。尤其是上管采用外部自举电容上电，使得驱动电源数目较其他IC驱动大大减少。本次设计采用IR公司的IR2110作为驱动芯片。
IR2110工作频率可达500kHz，逻辑电源电压范围为5V~15V，其浮置电源采用自举电路，功率端驱动电压最大可达500V，容许逻辑电路参考地与功率电路参考地之间有±5V的偏移量，其逻辑端和功率端使用单个15V电源即可工作，简化了设计。IR2110典型应用电路图如图2所示。
图2中的C1、C3和C4均为各电源与地之间的电容，其作用是利用电容的储能防止电压有大的波动，一般根据具体情况取10μF~100μF（本文设计选用10μF）；R1和R2取值均为1k？赘。C2为自举电容，VCC经D1、C2、负载、T2给C2充电，以确保在T2关闭、T1导通时，T1管的栅极靠C2上足够的储能来驱动。自举电容一般选用1.0μF，具体与PWM的频率有关，频率低时，选用大电容；频率高时，选择较小的电容，本设计选用1.0μF电解电容。需要说明的是，若自举电容取值不合适，将导致不能自举，具体容量算法可参考参考文献。
图2中的D1为保护二极管，其作用是防止T1导通时高电压串入VCC端损坏该驱动芯片。D1应选用快速恢复二极管，且导通电阻要小，以减少充电时间，如1N4148、FR系列或MUR系列等，本设计选用1N4148。
2.3、开关频率的选择
PWM波的频率将影响到电机能否输出最大转矩以及转矩的平稳性，这里主要考虑最大转矩。要得到最大的输出转矩，必须知道转子磁极的方向，即确定转子的位置，这对本设计的小型直流电机来说可暂不考虑。为了避免电机发出比较大的噪声，应尽可能让PWM波频率在声波范围之外；另一方面，由于电机绕组的感性性质，频率越高感抗越大，高的频率会使电机的转矩变小［9］。经分析比较，本文最终确定的电机频率为250Hz，虽然有一定的低频噪声，但输出转矩效果很好。
2.4、控制器的选择
目前，PWM波的产生有多种方式，可以用专门的PWM波产生芯片产生，也可由微控制器（如单片机、ARM、DSP、FPGA等）产生。本文微控制器选用了TI公司TMS320F28335型DSP，它是整个控制系统的核心部分，其性能在一定程度上决定了整个硬件系统的稳定性。TMS320F28335为32bit浮点型DSP，其工作主频达150MHz，有12路PWM输出，其中6路是高精度PWM波通道，非常适合电机控制。
2.5、驱动控制电路整体设计
根据以上关键部件的选择，设计得到图3所示的驱动控制硬件电路图。
PWM波由DSP的PWM产生，然后通过180欧电阻R5送至光耦TLP521。由于本设计的PWM波频率不高，普通光耦TLP521已满足要求。
图3中，“非门”和“与非门”不仅是逻辑控制的需要，同时起到了对光耦输出波形信号进行整形的作用。
T1~T4由4片IRF530构成H桥驱动对电机M进行控制，IRF530的栅极驱动由两片IR2110完成，其中一片IR2110的HIN和另一片的LIN连在一起，用一个PWM控制信号驱动电机的上桥臂和下桥臂MOSFET。
两片IR2110的SD端连在一起，由DSP的GPIO9管脚通过光耦合反相器G8后进行控制，GPIO9低电平时正常工作。
DSP的GPIO8管脚为高电平时G4门输出有效，电机正转；否则G3门输出有效，电机反转。所以可由DSP的GPIO8方便地控制电机的正反转。
另外，由图3可以看出，DSP输出的正脉冲传输到IR2110的控制端时也是正脉冲，因此可以直接由PWM波占空比的大小控制直流电机转动的快慢。
3、电路的测试
根据以上设计，由DSP产生PWM波，经过逻辑电路输入到IR2110，从而控制IRF530的通断，调节PWM波的占空比即可控制电机的转速。
占空比即可控制电机的转速。电路中，C1、C6取值为10μF，C2~C5取值为1μF，D1~D6选1N4148二极管，R1~R4取值为1kΩ，R5取值为180Ω，R6取值为10kΩ，反相器选为74LS04，“与非门”选74LS00，逻辑电压取为+5V，栅极驱动电压取为+12V，电机电压取为+5V，3个电源均共地，但DSP电源是隔离的。当PWM波的频率为250Hz、占空比为50%时，对型号为RN260-CN38-18130的电机进行了测试。测试示波器型号为安泰信ADS1102C。
图4为经过“与非门”和反相器的信号，也是IR2110的控制信号。可以看出，信号经过门电路后不仅干扰被大量减少，而且波形更加规则平整。
下桥臂的栅源电压容易控制，但上桥臂的栅源电压是由自举电路形成的，因为在上桥臂导通时源极电压基本等于驱动电机的电源电压，这时要上桥臂的MOSFET继续导通就必须使栅极电压随着源极电压一起升高，不管源极电压是多少，栅源电压要保持不变，这就使得栅极电压要随着源极电压进行浮动。
图5（a）为上桥臂的源极对地电压信号，图5（b）为上桥臂的栅极对地电压信号。可以看出，源极电压随着PWM波的变化而变化，其平均电压浮动值为4.6V；而栅极电压会随着源极电压的变化而相应浮动，其峰峰值为17.6V，则相对于源极电压基本是13V，最终使得栅源电压为稳定值。
整体测试结果表明，直流电机运转平稳，控制精确，达到了设计要求。
本文对直流电机进行了H桥驱动控制的全过程设计，采用功率MOSFET芯片IRF530作为开关元件，IR2110作为MOSFET的栅极驱动控制，用DSP产生PWM信号并通过光耦及逻辑控制送至IR2110。成功地使上桥臂驱动电压进行浮动控制，可以方便地进行启停和正反转控制，电机运行平稳良好，达到了设计目的。本文给出的驱动控制电路也适合其他类似的应用，具有较大的实用参考价值。
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