Mras的特点如下：（1）基于稳定性理论设计的参数辨识方法，保证了参数估计的渐进稳定性；（2）是一种自适应控制方法，对电机参数变化和外界扰动具有较强的鲁棒性；（3）其速度估计是以参考模型为基础的，所以参考模型本身的参数准确程度直接影响速度辨识的精度。
根据异步电机数学模型，转子磁链的电压模型与电机转速无关，而与转子磁链的电流模型转速有关，因此可以选择转子磁链的电压模型为参考模型，而转子磁链的电流模型作为可调模型，采用并联型结构辨识转速。
转子磁链的电压模型为：7rΑ=LrLm∫（usΑ-RsisΑ）dt-LΡisΑ7rΒ=LrLm∫（usΒ-RsisΒ）dt-LΡisΒ其中LΡ=LsLr-Lm2Lm.转子磁链的电流模型为：P7rΑ=-1Tr7rΑ-Ξr7rΒ+LmTrisΑP7rΒ=Ξr7rΒ-1Tr7rΑ+LmTrisΒ其中Tr=LrRr为转子时间常数。
模型参考自适应转速辨识框图根据Popov超稳定理论，可以推导出转速Ξr自适应收敛率，并使系统保持稳定状态。两个模型之间的误差计算为：△=7rΑ7‘rΒ-7rΒ7’rΑ通过一个PI调节器来计算并校正转速：Ξ‘r=（kp+ki1s）△为了消弱转子磁链电压模型中纯积分的影响，在转子磁链电压模型的输出引入滤波环节，改善估计性能，但同时带来了磁链估计的相位偏差，为了平衡这偏差，在参考模型中引入相同的滤波环节<7>.
仿真结果与分析根据前面所述理论，可以搭建建立矢量控制的Simulink仿真。电机参数为：RS=4.1，R=2.58，LS=0.545H，LR=0.542H，LM=0.510H，机对数为PN=2.仿真时间设为3s，在t=0s时，转速给定信号为Ξ3=150rads，转矩给定为Te3=5N×M，t=1s时转速给定信号变为Ξ3=60rads，t=2s时转矩给定为Te3=30N×M运行仿真得到转速曲线和转速估计与实际转速的偏差曲线。
PI控制转速图辨识转速与实际转速偏差图在中，实线表示转子转速，点划线表示给定转速。从仿真动态曲线可以看出，采用Mras转速辨识代替转速反馈，辨识转速与实际转速偏差在电机起动时偏差Ξ=Ξi-Ξ较大，但收敛很快。当t=1s转速给定信号改变和t=2s时负载突变时，Ξ跟着突变，很快又趋近零。忽略参数变化影响，如果时间足够长，Ξ可以无限趋近零。采用Mras可以准确地辨识异步转速，代替转速反馈，调速系统能达到良好的调速性能，实际转速能较好地跟踪给定转速信号。
在调速过程中，如果转速给定变化较大，转速PI调节器达到饱和状态，直到出现转速超调才开始退饱和，引起较大的转速超调和较长的调节时间。
模糊控制在转速调节中的应用模糊控制器设计为了有效地抑制超调量，缩短调速时间，本文中引入模糊控制器用来做积分迁移，模糊积分迁移控制器结构如，其中r代表给定值，y代表反馈值。
以转速偏差和转速偏差微分为输入，根据经验设定相关的规则，计算出积分器输入的迁移量。转速偏差很大时，不做迁移，保证转速调节器较大的输出，加快调速过程；转速接近给定转速时，如果加速度较大，则根据模糊控制算法进行积分器输入值迁移，给积分器输入负值，提前退饱和；如果加速度较小则不做迁移。
这样就能减小转速接近给定值时的加速度，有效抑制超调量，减小调整时间。迁移值的大小由模糊控制器决定。将模糊控制器输出到一个迁移判决单元里。如果迁移值为零，则不迁移，将转速偏差输入到积分器。如果迁移值不为零，则将迁移值输入到积分器，让积分器提前退饱和。
用E代表转速偏差，EC代表偏差微分，U代表转速偏差迁移值。模糊控制器可通过如下步骤来设计：（1）确定输入输出变量，将转速偏差E，转速偏差变化率EC作为模糊控制器的输入，将经过模糊推理的输出U作为模糊控制器的输出。
（2）选择合适的量化因子和比列因子，公式为：KE=nXE，KC=mXC，KU=lXU式中：XE为偏差论域的幅值，XC为偏差变化论域的幅值，XU为控制量的论域幅值，n为偏差变量模糊子集的最大值，m为偏差变化率变量模糊子集的最大值，l为控制量模糊子集的最大值。
（3）用模糊语言描述输入输出变量，输入变量取为偏差E和偏差变化率EC，E的论域为<-10，10>，词集为{NB，NS，ZE，PS，PB}，EC的论域为<-10，10>，词集为{NB，NS，ZE，PS，PB}，输出变量为控制量U，U的论域为<-10，10>，词集为{NB，NS，ZE，PS，PB}，采用三角形隶属度函数将输入输出变量量化。
模糊控制转速结论仿真结果表明：采用模型参考自适应法辨识感应电机矢量控制转速，收敛快、鲁棒性好，在对调速系统性能要求不是很高的情况下，可以用辨识转速代替转速反馈，节省矢量控制系统硬件成本。将模糊控制应用于比例积分转速调节器中，使转速调节器提前退饱和，减小转速调节器的输出，控制转速趋近给定转速的速度，能有效地减少超调量和调节时间。
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